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《LED照明驅動電路設計(5-5)》

加速調光頻率 PWM實現精準LED調光

2009/2  Sameh Sarhan/Chris Richardson
無論LED是經由降壓、升壓、降壓/升壓或線性穩壓器驅動,連接每一個驅動電路最常見的線程就是須要控制光的輸出。現今僅有很少數的應用只需要開和關的簡單功能,絕大多數都需要從0∼100%去微調光度。目前,針對光度控制方面,主要的兩種解決方案為線性調節LED的電流(類比調光)或在肉眼無法察覺的高頻下,讓驅動電流從0到目標電流值之間來回切換(數位調光)。利用脈衝寬度調變(PWM)來設定循環和工作週期可能是實現數位調光的最簡單的方法,原因是相同的技術可以用來控制大部分的開關轉換器。
PWM調光能調配準確色光  

一般來說,類比調光比較容易實行,這是因為LED驅動器的輸出電流變化與控制電壓成比例,而且類比調光也不會引發額外的電磁相容性(EMC)/電磁干擾(EMI)潛在頻率問題。然而,大部分設計採用PWM調光的理由都是基於LED的基本特性,即放射光的位移是與平均驅動電流的大小成比例(圖1)。對於單色LED來說,主要光波的波長會發生變化,而在白光LED方面,出現變化的是相對色溫(CCT)。對於人們的肉眼來說,很難察覺出紅、綠或藍光LED中的奈米波長變化,尤其是當光的強度也同樣在改變,但是白光的色溫變化則比較容易察覺出來。大多數的白光LED都包含一片可放射出藍光頻譜光子的晶圓,這些光子在撞擊磷光塗層後便會放射出各種可見光範圍內的光子。在較小的電流下,磷光會成為主導並使光線偏向黃色;而在較大電流下,LED放射出來的藍光則較多,使得光線偏向藍色,同時也會產生較高的CCT。對於使用超過一個白光LED的應用,在兩個相鄰LED之間出現的CCT差異會很明顯,且視覺令人不悅,此概念可以進一步延伸將多個單色LED光線混和在一起的光源。一旦超過一個光源,任何出現在它們之間的CCT差異都會令人感到刺眼。

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圖1 採用PWM調光的LED驅動器及波形

LED製造商會在其產品的電流特性表中指定驅動電流的大小,其只會在這些特定電流條件下對產品的主波長或CCT提供保證。PWM調光的優點在於完全毋須考慮光的強弱,也能確保LED放射出設計人員所需的顏色。這種精確的控制對於紅綠藍(RGB)應用尤其重要,因為這些應用是將不同顏色的光線混和以產生白光。  

從驅動器積體電路的角度看,類比調光面臨著輸出電流準確性的嚴峻挑戰。幾乎所有的LED驅動器都在輸出端加入某種形式的串列電阻來偵測電流,而所選用的電流感測電壓VSNS會產生一個協調作用,使電路能保持高訊號訊噪比(SNR),同時維持低功耗,由驅動器中的容限度、偏移和延遲所引致的誤差則相對保持固定。要在封閉迴路系統中降低輸出電流,就必須要調降VSNS,但如此一來,輸出電流的準確性便會下降,直至VSNS的絕對值等於誤差電壓為止,最後,輸出電流會變得無法控制,目標輸出電流將不能被確定或保證。一般來說,PWM調光除了可以提高準確性之外,對於低階光輸出的線性控制也較類比調光強。  

調光頻率與對比度成反比  

對於PWM調光訊號而言,每個LED都有限定的回應時間,圖2表示三種不同的延遲,延遲愈大者表示能達到的對比度就愈低(對光強度控制的一種測量方法)。

圖2 調光延遲

圖2中的時間量tD表示由邏輯訊號VDIM上升開始,至LED驅動器開始增加輸出電流開始之間的傳播延遲,而時間量tSU則表示輸出電流由0轉換到目標電流所需的時間,至於時間量tSD代表輸出電流從目標電流轉換回0所需的時間。在大多數的情況下,調光頻率fDIM愈低,對比度就愈高,這是因為這些固定延遲只會占用少部分的調光週期TDIM。調光頻率fDIM的下限約為120Hz,假如低於此頻率,眼睛便不能再將脈衝混和成一個可見的連續光線。至於上限則取決於最低對比度的要求,對比度一般被表示成最低導通時間的倒數。  

CR=1 / tON-MIN:1
tON-MIN =tD+tSU  

機械視覺辨識和工業檢驗等應用通常都需要較高的PWM調光頻率,主因為高速攝影機和感測器的反應速度比人類眼睛快很多。在這類應用中,對於LED光源進行高速開和關的目的不是要降低平均的光輸出量,而是要將光輸出與感測器或攝影機的捕捉時間進行同步化。  

利用開關穩壓器來調光  

為了達到每秒開關數百次或甚至數千次,以開關穩壓器為基礎的LED驅動器,須經過特別的設計考量。針對標準電源供應而設計的穩壓器一般都會設計一根「啟動」或關閉接腳,以便供邏輯PWM訊號使用,但連帶的延遲tD則頗長,這是由於矽晶片的設計強調在回應時間內維持低停機電流。然而,專用來驅動LED的開關穩壓器則恰好相反,它可在「啟動」接腳邏輯低時,保持內部控制電路的活動,以將tD減至最低,而當LED被關關時,則會面臨較大工作電流的困擾。  

在使用PWM來達成光控制最佳化時,要把轉上(Slew-up)和轉下(Slew-down)延遲維持在最低,這不單為了獲得最佳的對比度,而且還可減少LED花在由0到目標所需的時間。(在此條件下,並不保證主波長或CCT與目標值相同)在這裡的標準開關穩壓器將設有一個軟啟動,通常也搭配一個軟關閉,而專用的LED驅動器會在其控制之內執行所有工作以減少這些迴轉率(Slew Rate)。要降低tSU和tSD,須要同時從矽晶片的設計和開關穩壓器所採用的拓撲著手。  

具備較快速迴轉率的降壓穩壓器,比其他所有的開關拓撲結構在兩個地方表現更為優異,首先降壓穩壓器是唯一可在控制開關啟動時,將功率輸送到輸出端的開關轉換器,此特點使得電壓模式或電流模式PWM(這裡不要與PWM調光混淆)的降壓穩壓器之控制迴路,比起升壓穩壓器或其他降壓/升壓拓撲更為快速。此外,在控制開關啟動期間的功率傳輸能夠輕易改為磁滯控制,使其速度甚至比最佳的電壓模式或電流模式控制的迴路更快。其次,降壓穩壓器的電感器在整個開關週期內都是連接在輸出端,此可確保輸出電流的連續性,也意謂毋須使用輸出電容器。少了輸出電容器後,降壓穩壓器便可成為真正的高阻抗電流源,能夠迅速轉換輸出電壓。邱克型(Cuk)和Zeta轉換器雖可提供連續性輸出電感器,但由於它們的控制迴路較慢,效率也較低,因此並非最佳選擇。  

PWM比「啟動」接腳更怏  

即使是一個沒有輸出電容器的純磁滯降壓穩壓器,都不足以應付某些PWM調光系統的要求,這些應用需要較高的PWM調光頻率、高對比度,也就是要求更快速的迴轉率和更短暫的延遲時間。與機械視覺辨識和工業檢驗系統搭配應用時,舉例某些要求高性能的系統,包括液晶(LCD)面板和單槍投影機的背光照明系統,在某些情況下,PWM調光頻率必須被調高到可聽頻帶以外的25kHz或更高的頻帶,隨著整體的調光週期已縮短至幾微秒內,包括傳導延遲在內,LED電流的上升和下降時間總和必須縮短至奈秒內。  

從一個沒有輸出電容器的快速降壓穩壓器著手,出現在輸出電流開啟和關閉的延遲,是來自積體電路本身的傳導延遲和輸出電感器的物理特性。若要達到真正高速的PWM調光,兩個延遲都須被略過(By Pass)。要實現這個目標,最佳方法就是採用一個與LED並聯的電源開關(圖3)。當LED關閉時,驅動電流便會分流通過開關,作用就如同一個典型的N型金屬氧化半導體場效電晶體(N-MOSFET),這時積體電路會繼續運行,而電感器電流也會持續流動。該方法的最大缺點在於LED關閉時,即使期間的輸出電壓下降到與電流感測電壓相同,仍會浪費功率。

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圖3 分路FET電路和其波形

利用分路場效應電晶體(FET)來進行調光會導致輸出電壓出現急遽的移位,這使得積體電路的控制迴路必須作出回應,以嘗試維持輸出電流的穩定。正如同邏輯接腳調光般,控制迴路愈快表示回應愈好,而採用磁滯控制的降壓穩壓器則可提供最佳的回應。  

利用升壓和降壓/升壓 實現快速的PWM調光  

無論是升壓穩壓器或任何類型的降壓/升壓拓撲都不太適合用在PWM調光。在開始設計的時候,會發覺兩者在連續導通模式(CCM)下都會展現一個右半平面零點(Right-half Plane Zero)限制,這將無法達到時脈穩壓器所需的高控制迴路頻寬要求。此外,右半平面零點的時域效應還會使系統難以磁滯方式去控制升壓或降壓/升壓電路;另一個使情況變得更為複雜的因素是升壓穩壓器不能容忍輸出電壓下降到輸入電壓以下,這種情況會導致在輸入端產生短路,使得並列FET調光無法實行。另外,在各類的降壓/升壓拓撲技術中,並列FET調光仍然窒礙難行或極難使用,主因在於它需要輸出電容器(SEPIC、降壓/升壓和返馳式),又或在輸出短路時會出現無法控制的輸入電感器電流(Cuk和Zeta)。  

假如真的需要一個快速的PWM調光,最佳的解決方案是採用兩級系統,並以降壓穩壓器作為第二級LED驅動級。不過,若尺寸空間和成本都不容許,退而求其次的最佳選擇便是圖4中的串列開關。

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圖4 採用串列調光開關的升壓穩壓器

雖然LED電流可在瞬間關閉,但須仔細考慮系統的回應,這種開放電路其實可看成一個快速的極端卸載暫態,它還會中斷回饋迴路並導致穩壓器的輸出電壓無止境上升。因此,須要在輸出和/或誤差放大器加入箝位電路,以預防超載電壓所造成的損害,但由於這些箝位電路難以用外部電路的方式實現,也就是說串列式FET調光必須配合專用升壓與降壓/升壓LED驅動器積體電路才可使用。  

要有效控制LED光源,必須在開始時的設計過程就加倍小心,光源愈是精密,須要採用PWM調光的機會就愈大,而系統設計人員也必須謹慎考慮有關LED驅動器的拓撲結構問題。降壓穩壓器對PWM調光有很多優點,設計人員必須慎重考量輸入電壓和LED的排列位置。假如調光頻率要求更高,迴轉率便要更快,如此可更輕易在設計過程的初期改用降壓穩壓器來實行。  

(本文作者任職於美國國家半導體)  

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