手持裝置供電設計要求多　雙相降壓轉換器投其所好

今日的數位相機等可攜式裝置可提供高解析度的影像與視訊處理功能，不過這些功能需要越來越強的處理器效能，這意味著會消耗越來越多的電流。然而在多數情況下，高度消耗處理功率的時間並不長，因為處理器會在降低功率的情況下操作，甚至大部分時間都處於閒置狀態。這種操作型式需要有效地供應電源，也就是除須為輕度或中度負載電流做到最佳化外，也要能提供重度負載下的峰值電流。此外，基於高度的限制，薄型方案也相當重要。
 

本文將以德州儀器的TPS62410 2×800毫安培雙降壓式轉換器(Dual Step Down Converter)來說明在1.2毫米的最大高度限制下，如何提供1.6安培/1.2伏特的電源方案。該裝置提供兩組採用十支接腳、3毫米×3毫米小型四方扁平無接腳(QFN)封裝且獨立的降壓式轉換器。兩組轉換器內部的時脈都是2.25MHz，並以180度相移的反相(Out-of-phase)方式操作。
 

該裝置通常用於產生兩組獨立的電源軌，這次作法是將兩組轉換器並聯，以單一輸出電源軌來獲得更高的輸出電流。因為兩組轉換器以180度相移的方式操作，所以可實現雙相操作模式。
 

與單相降壓式轉換器比較，雙相配置的設計更具特色，包括負載暫態反應更好，並可使用兩個又小又薄的電感來取代單一的大型電感，因而能降低整體高度；同時，在雙相操作中180度的相位顛倒方式，可以產生兩倍的有效轉換頻率(4.5MHz取代2.24MHz)。
 

圖1為TPS62410電路說明。兩個轉換器的輸出電壓由外部電阻分配器網路設定為1.2伏特，該網路由R₁₁、R₁2、R₂₁、R₂₂、以及C_ff所組成。每個轉換器使用同樣的2.7μH電感，此電感連接至轉換器的SW接腳以及10μF的輸出電容器。V_OUT1與V_OUT2輸出電壓經由22毫歐姆負載平衡電阻R_BAL連接在一起。這些電阻負責分配兩個轉換器間的負載電流大小，否則某一個轉換器操作時達到輸出電流極限，另一個轉換器卻可能只處理些許負載。

圖1　TPS62410電路架構

此配置中的一大要點，就是要啟用兩個轉換器的節能模式，才能在輕負載狀態下提供最高效能；因此會將MODE/DATA接腳接地，讓轉換器在小輸出電流時，跳過轉換程序。為了維持規律的輸出電壓，只要由輸入傳送至輸出的充電大於通過負載的放電，轉換器就會停止功率轉換。
 

雙相配置中的DC-DC操作
 

圖2說明雙相配置的功能，顯示TPS62410與兩個直流對直流(DC-DC)轉換器、其功率級、時脈以及內部參考的簡化方塊圖。兩個轉換器的高位開關以180度的相移方式操作，因而能達成雙相操作。

圖2　雙相配置電路方塊圖

在中度至重度負載的電流中，DC-DC轉換器會以2.25MHz的轉換頻率在脈寬調變(PWM)模式中操作。在每個時脈週期的工作週期D會開啟高位開關。降壓轉換器的工作週期計算方程式為：

D : =V_OUT/V_IN
 

在此階段，電流由輸入電容器經過高位金屬氧化半導體場效應電晶體(MOSFET)開關，通過電感後到達輸出電容器，然後經由平衡電阻進入負載。如果要關閉此迴路，電流將回到輸入電容器。在此階段，電流位在高位開關，電感則會上升，直到關閉高位開關為止。
 

之後，在工作週期1-D開啟低位MOSFET整流器，電流會由電感流至輸出電容器，然後經由平衡電阻進入負載。電流最後經由低位MOSFET整流器回到電感，這時電感與整流器中的電流會下降。
 

當整流發生時，輸入電容器會接受充電，開始下一次的週期。第二個轉換器也是同樣的情形，不過是在180度相移的狀況下進行。
 

圖3為轉換節點SW1、SW2，以及對應電感電流的量測圖。在高位開關間的180度相移需要4.5MHz的有效轉換頻率，這是原本時脈頻率的兩倍。

圖3　180度反相操作

設計人員在以圖1方式並聯兩個輸出功率級時，往往必須有所保留，以免超過內部MOSFET開關的電流能力；不過TPS62410內部具有針對MOSFET開關的過電流保護功能，因此不用憂慮這個問題。開關內的電流會以週期為單位進行監控，一旦達到1.2A就會關閉開關，只在電流低於此數值時，才會再次開啟開關。
 

圖4說明由兩種相位所取得的波形，包括通過MOSFET的I_S11、I_S12、I_S21、I_S22電流，I_L1、I_L2電感電流，以及輸入電容器產生的I_CIN電流。I_CIN的波形是來自輸入電容器的電流，並為通過I_S11與I_S21開關電流的總和。I_CIN交流漣波(AC Ripple)電流的頻率是轉換頻率的兩倍，因此為2×2.25MHz=4.5MHz。如果與單相降壓轉換器配置相比較，輸入電容器CIN中的交流漣波電流較少，這就是雙相操作的好處。在單相操作中，脈衝電流的頻率可能是「單一」轉換頻率，不過交流漣波電流則可能有兩倍的振幅。

圖4　取出的訊號波形

此外，輸入電容器的交流漣波電流降低會造成輸入電容器CIN的交流漣波電壓跟著降低。
 

兩個小電感與一個大電感的比較
 

決定1.6安培電源供應器的整體高度時，電感是其中最主要的元件。IC封裝與電容器對整體高度的影響可以忽略，因為兩者高度都不到1毫米(0603尺寸的電容器)。
 

除電感值外，真實電感也具有直流串聯電阻的線圈阻抗(DCR)。對於像1.6安培這樣的高輸出電流，就不能忽略線圈阻抗參數，因為當線圈阻抗增加時，電感中流失的程度也會增加，將導致功率轉換效能降低。1.6安培的輸出電流必須具備有效的低線圈阻抗數值，在本次應用電路中，使用兩個2.7μH電感(TOKO DE2812C型)，線圈阻抗為70毫歐姆。這類型電感的尺寸為2.8×3.0平方毫米，而最大高度為1.2毫米，總體積約為10立方毫米。由於電感是以並聯方式操作，因此有效線圈阻抗減半，也就是35毫歐姆。電感的線圈阻抗參數以及飽和電流都由電感的實際尺寸決定；當電感值固定時，如果電感尺寸較大，線圈阻抗就會降低，而飽和電流則會上升。
 

如果要以使用單一電感的單相降壓轉換器達到相同範圍的有效線圈阻抗，這顆2.7μH電感(35毫歐姆線圈阻抗)的實際尺寸約為4毫米×4毫米，高度則至少是1.8毫米，總體積約為28立方毫米。若使用兩個小電感取代單一大電感，可以將整體高度降至1.2毫米以下。
 

負載分配的負載平衡電阻
 

兩個平衡電阻的作用是在兩個轉換器間公平地分配負載電流。兩個DC-DC轉換器將兩節點V_OUT1與V_OUT2調整至1.2伏特。V_OUT1與V_OUT2經由兩個平衡電阻連接在一起。如果DC-DC 1的輸出電流I_OUT1高於I_OUT2，則DC-DC 1平衡電阻的電壓降會較高，V_OUT則會下降，這時平衡電阻會同步降低節點2的V_OUT2，而DC-DC 2將提供更多電流，以維持V_OUT2的設定值。簡言之，兩個調整器的調整方式就是要讓通過平衡電阻的電壓降保持相同。通過任一平衡電阻的500毫安培電流，會在此電阻上產生11毫伏特的電壓降，此數值接近正常輸出電壓的1%。
 

實際上，電流平衡無法完全相同，因為輸出電壓V_OUT1與V_OUT2並不相等；這將造成兩個轉換器間的電流並不完全相同。V_OUT1與V_OUT2的輸出電壓準確度由外部回饋電阻的參考值與容忍度的準確度所決定。TPS62410的特性在於兩個轉換器皆使用相同的內部參考值，其準確度達±1%。如果參考值出現變化，會以同樣方式套用至兩個轉換器，因此可忽略所造成的影響，回饋電阻的容忍度應至少優於1%。

透過對電感電流I_L1與I_L2的量測，圖5說明了兩個轉換器間的電流平衡，其中輸出電流上升下降的範圍由20毫安培至1.6安培，而電感電流I_L1與I_L2則會同時增減，並出現些許誤差。

圖5　電流平衡

所使用的22毫歐姆平衡電阻可選用非常小的0603包裝尺寸，容忍度為1%。為降低元件數量，也可考慮使用適當尺寸的印刷電路板走線(Trace)作為22毫歐姆的平衡電阻，以此處而言，大約需要長8.8毫米、厚35微米及寬0.2毫米的銅質走線。
 

改善負載暫態行為
 

圖6為雙相配置中負載暫態響應的量測圖，圖7則是單相配置中的情形。兩種情況中使用相同的負載步驟，即由100毫安培至800毫安培，不過圖6中的DC-DC 2停用。在雙相配置中，V_OUT的電壓降減少一半，絕對電壓降只有30毫伏特；相較之下，單相操作中則為70毫伏特。如果與單一轉換器操作比較，兩個轉換器的反應速度都加快，並能傳輸更多電流至輸出端。

圖6　負載暫態雙相配置

圖7　單相配置

以180度反相方式操作的雙相降壓式轉換器配置，對於有高度限制的應用裝置而言是一種極具吸引力的方案。
 

由於是在兩個電感間分配負載電流，而不是讓所有電流經過單一電感，因此可使用較小、尤其是較薄的電感。這樣的配置方式如果與單相配置比較，可增加兩倍的有效轉換頻率，降低輸入的交流漣波，並改善負載暫態效能。
 

(本文作者任職於德州儀器)