降低導通/閘極驅動損失 MOSFET提高同步整流效率
高效能轉換器設計中的同步整流對於低電壓、高電流應用(比如伺服器和電信設備電源)至關重要，這是因為將肖特基二極體整流替換為同步整流金屬氧化物半導體場效電晶體(MOSFET) 能顯著提高效率和功率密度。同步整流MOSFET的很多關鍵參數，甚至元件和印製電路板(PCB)的寄生元件都會直接影響同步整流的系統效率。
同步整流MOSFET的主要要求為：
MOSFET最佳化在提高同步整流效率方面，扮演非常重要的作用。
同步整流中的功率損失
以下介紹四種同步整流中的功率損失：導通損失、閘極驅動損失、體二極體損失、電壓尖峰損失和寄生電感效應。
導通損失
二極體整流器的導通損失占電源總功耗很大的部分。整流器傳導損失與其正向壓降VF和正向電流IF乘積成正比。同步整流所呈現的阻抗V-I特性。同步整流的正向壓降可比二極體整流器a的正向壓降低。導通損失可透過下列等式(1)得出。
PCon=I2RMS．RDS(ON)……………………..等式(1)
對於高壓MOSFET，封裝寄生電阻並非問題。透過使用現代中壓MOSFET技術，TO-220標準封裝中的RDS(ON)可達到1∼2毫歐姆(mΩ)，具體取決於額定電壓。與高壓MOSFET不同，封裝本身的引線接合、引腳和源極金屬就占了中壓MOSFET總電阻的很大一部分。
例如，在一個75伏特(V)/2.3mΩ MOSFET中，大約33%的RDS(ON)為封裝電阻，如圖1、2所示。透過使用SMD封裝(例如Power56)，可大幅減小中壓MOSFET的總導通電阻。
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| 圖1 75V MOSFET和600V MOSFET RDS(ON)的相對貢獻度 |
閘極驅動損失
閘極驅動器的驅動損失與QG有關。這些損失在高電壓、高功率應用中通常會被忽略。在低電壓應用中，由於低壓開關與高壓開關相比，傳導損失非常小，因此驅動損失可占總功率損失的很大一部分。
在輕載條件下，導通損失極小，而驅動損失則更為重要。隨著引入新的效率規範，比如「拯救氣候電腦節能計畫」(Climate Savers Computing Initiative)，驅動損失對於輕載效率變得至關重要。驅動損失可透過以下方程式得出等式(2)：
Pdrive=Qg．Vgs．fs……………………….等式(2)
如表1所示，與FDP045N10相比，FDP045N10A的QSYNC降低了64%。
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圖2顯示在24V同步整流級中驅動損失和傳導損失之間計算所得的損失比，其中閘極驅動電壓為10V，開關頻率為100kHz。
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| 圖2 不同輸出負載條件下損失比(驅動損失導通損失)的比較 |
FDP047N10的閘極驅動損失比10%負載條件下的導通損失高三倍。此圖表明，由於QSYNC很小，FDP045N10A在輕負載條件下，可顯著降低驅動損失。
體二極體損失
在死區時間內，體二極體導通。與MOSFET溝槽引起的壓降相比，由於P-N結的壓降很高，所以體二極體導通造成大量功率損失。
這種由於死區時間內發生體二極體導通產生的MOSFET損失會降低總體效率，尤其是在低壓和高頻條件下。因此，可透過合理的死區時間管理實現體二極體傳導損失的最小化。
閘極驅動器旨在實現最短的有效死區時間。功率MOSFET的較小臨界值電壓Vth，有效縮短延遲和開關時間，從而允許更嚴格的死區時間控制，有利於減少同步整流中的體二極體傳導損失。較低的臨界值電壓能減少上升時間，從而有助於導通MOSFET，可以透過等式(3)得出：
tr=RG．Ciss/(VGS-Vth)………………….等式(3)
表2顯示FDP150N10和FDP150N10A之間的關鍵參數比較。如圖所示，FDP150N10A的臨界值電壓比FDP150N10的低1.16V。根據中的輸出功率，與FDP150N10相比，FDP150N10A的體二極體傳導損失減少了38∼44%(圖3)。體二極體傳導損失可由方程式計算得出等式(4)。
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| 圖3 90瓦(W)同步整流中體二極體傳導損失比較 |
PD=VF．IOUT．(tBD(rise))fs……………….等式(4)
在MOSFET關斷瞬間，必須去除電荷Qrr，而且必須對Coss進行充電，以達到次級側的變壓器電壓。
關閉開關時，反向恢復電荷Qrr也會在系統中產生功率損失。由體二極體特性所產生的功率損失可透過方程式得出等式(5)：
PQrr=Qrr．Vds．fs………………………..等式(5)
Qrr產生的功率損失不容易量化，通常進行評估的最佳方式是評估系統效率。輸出電容中存儲的電荷Qoss也會影響電容損失。這部分損失是與開關頻率和VDS成正比的。
因此，由Coss所產生的功率損失可透過等式(6)得出：
Pcoss=0.5．Qoss．Vds．fs………………等式(6)
電壓尖峰損失
電壓尖峰損失
最大限度地減少不必要電壓尖峰的通用方法，包括採用短而薄的電路板圖形並最小化電流迴路。然而，由於尺寸和成本限制，採用所有這些方法並不容易。有時，設計人員須考慮機械結構，比如散熱和風扇，有時因成本限制不得不使用單面印製電路板。
緩衝器可作為一種可行的替代方案，用來在最大額定汲源極電壓範圍內管理電壓尖峰。在此情況下，額外的功率損失是不可避免的。
此外，在輕負載時緩衝器造成的功率損失也是不可小覷。除了電路板參數，元件特性也會影響電壓突波等級。在同步整流中，反向恢復期間體二極體的軟度便是一個主要的元件參數。圖4顯示具有非常類似額定值的兩個不同元件的反向恢復波形。在反向恢復電流波形中，從零點到峰值反向電流的時間稱為ta。tb定義為從峰值返回零點的時間。根據ta和tb，定義軟化係數為tb/ta。軟元件的軟化程度大於1，如果軟化程度小於1，元件稱為「Snappy」元件。
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| 圖4 不同軟化程度下的反向恢復波形 |
如圖5所示，Snappy二極體在軟恢復過程中顯示出較大的峰值電壓。當所有條件都相同時，硬恢復二極體的電壓尖峰總是較高，導致緩衝器電路中損失更大。
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| 圖5 反向恢復特性下的電壓尖峰比較 |
在輕載條件下，這可能比有小1mΩ的RDS(on)更重要。(a)顯示透過比較快捷半導體(Fairchild)的FDP045N10A和100V/4.5mΩ競爭產品(條件是ID=50A、VDD=50V，且di/dt為400A/μs)測得的因體二極體特性而產生的峰值汲極-源極電壓。體二極體反向恢復期間FDP045N10A的峰值汲極-源極電壓比100V/4.5mΩ競爭產品低6.52V。
寄生電感效應
寄生電感會極大地影響MOSFET開關特性，通常會導致開關損失增加並偏離預期效能。
由元件封裝和電路布線產生的寄生電感實實在在存在於任何電路中。圖6顯示包括所有寄生元件的一個功率MOSFET的簡易原理圖。中低壓MOSFET要想獲得最佳開關效能並減少傳導損失，從而達到最高效率，必須採用RDS(on)和電感都較低的封裝。
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| 圖6 同步整流中，帶有內外部寄生元件的功率MOSFET |
引線長度是封裝源電感的重要組成部分。工業標準通孔型TO-220封裝具有7奈亨(nH)的典型引線電感，但PQFN56 SMD封裝的典型引線電感典型值僅為1nH。
其他重要的寄生分量為布局寄生電感和電容。在電路板布局中，1公分(cm)的走線距離有6∼10nH的電感。這些寄生電感會直接影響體二極體反向恢復特性和峰值電壓尖峰。
新增共源極電感之後，由於Qrr增加並且在MOSFET兩側感應電壓，導致系統效率降低。圖7顯示類比結果，顯示TO-220和Power56封裝中使用相同MOSFET時的體二極體反向恢復測試波形。很顯然，較高的電感將會導致更大的Qrr和更高的峰值電壓。同時，還對TO-220和Power56封裝中相同元件的體二極體效能進行評估。
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| 圖7 不同源電感下的體二極體反向恢復波形比較，Power56與To-22022的測試結果 |
要得到更高效的同步整流電源開關，不僅僅要考慮降低RDS(on)。隨著輕負載效率的重要性日益增強，閘極驅動損失和緩衝器損失變為十分重要的損失因素。因此，低QSYNC和軟體二極體成為獲得更高同步整流效率的關鍵特性。
同時，RDS(on)仍是應用的關鍵參數。舉例而言，快捷半導體的閘極屏蔽PowerTrench MOSFET兼具更小的QSYNC和快速開關下軟恢復二極體特性等優勢，能提高同步整流效率。
